十大app排行榜,中山网站seo优化,一个平台网站开发,制作简单的网页代码经典脉宽调制器 (PWM) 发出 H 个连续逻辑高电平#xff08;1#xff09;#xff0c;后跟 L 个连续逻辑低电平#xff08;0#xff09;的重复序列。每个高电平和低电平持续一个时钟周期 T 1/F (Hz)。结果的占空比可定义为 H/N#xff0c;其中 N HL 时钟周期。N 通常是 2…经典脉宽调制器 (PWM) 发出 H 个连续逻辑高电平1后跟 L 个连续逻辑低电平0的重复序列。每个高电平和低电平持续一个时钟周期 T 1/F (Hz)。结果的占空比可定义为 H/N其中 N HL 时钟周期。N 通常是 2 的幂但 N 可以是任何大于 0 的整数。 PWM 必须面对的一个挑战是通过过滤流的动态 AC 部分进行衰减同时保留其平均 DC 值。在整个输出序列范围内经典 PWM 的频率分量 F/N 也是的因此难衰减。幸运的是这个设计理念引入了一个简单的技巧可以缓解这一挑战。 在讨论这个技巧之前有必要快速回顾一下其他交流能量缓解技术所有这些技术都像经典技术一样采用某种计数器作为其驱动引擎。我几年前读过但找不到参考的一种方法涉及 N 2 M -1 状态的 M 位伪随机序列生成器其每个位都连接到数字比较器的一个输入 [1]。剩余的输入以数字W表示。当生成器的数量小于W时比较器输出1当生成器的数量小于W时比较器输出1。否则输出零。当发生器被计时时结果是 W 个 1、N-W 个 0 和 W/N 占空比的随机流。结果的频谱“白噪声”性质比传统 PWM 的 F/N 主要成分更容易过滤。 一些 SAM D Microchip 微控制器的硬件中内置了更有效的缓解措施 [2]。这些 PWM 修改8 位经典 PWM 序列的2 X 个连续周期以产生长度为 2 X8的更长重复序列。这里 X 4、5 或 6。对于 K / 2 X8的占空比0 ≤ K 2 X8每个八位序列至少具有 K/2 X的整数部分。剩余的 K 个模 2 X尽可能均匀地分布在 2 X八位序列中。结果是占空比调制的八位序列的长序列在频率 F/2 X8处或附近具有非常小的频谱能量生成的 Hz 大部分位于 F/2 8附近并且滤波问题得到了简化。 这些方法的硬件支持并不总是可用。幸运的是大多数微控制器都可以轻松实现上述技巧其描述如下。一旦完成 N 2、3 或 4…多 2 8 个甚至 2 16 个状态计数器驱动 PWM 的初始设置无需软件干预“设置它占空比然后就可以忘记它” PWM操作触手可及。当占空比确实需要改变时所需的 H 值被写入输出比较寄存器 (OCR)。在大多数情况下两个具有独立占空比的 PWM 可用通常由同一计数器驱动。考虑一下利用这些功能组合可以实现什么目标。 在一个示例中计数器可配置为 N 16。 PWM 的占空比可为 1/16、2/16、3/16一直到 15/16。剩余状态将为 0/16 或 16/16。两个 PWM 输出由两个电阻按 1:16 的比例串联组合连接。在这两个电阻的连接处有 2 4 ×2 4 2 8个可能的平均值就像单个 PWM 呈现 2 8个不同状态一样。影响交流衰减的简单方法是在该结点和地之间连接一个电容器图 1是完整电路的示例。 图 1完整电路代表了实现交流衰减的简单方法其中电容器连接在 PWM 输出端的两个电阻器与地之间的连接点之间。
但这种技术和传统 PWM 都可以受益于更复杂的网络该网络具有更多数量的电阻器和电容器甚至还可以选择使用运算放大器来缓冲结果。运算放大器还可以实现包含复杂极点对的滤波器而不是仅限于实极点实极点是可获得的极点。前一种类型更有效地化滤波器稳定时间和残余交流能量大小的乘积。早期的设计理念中已经给出了这样的一个例子。 我使用 ATmega16 微控制器来实现图 1 电路。尽管可以使用更高的时钟频率但 F 设置为 1MHz。PWM 1 和 PWM 2 配置为以两种不同的模式运行前面描述的两个四位单元具有独立值的输出以及作为具有相同输出的八位单元。这对于两种操作模式都保持相同的 RC 滤波器时间常数。表 1列出了每种模式的 OCR 重复序列。 表 1四位和八位 PWM 模式用于生成图 2 波形的 OCR 值。
图 2显示了两种模式之一的示波器捕获两种模式的屏幕截图无法区分分辨率约为 18 mV。必须在 R1-R2-C1 结点和负直流电压之间连接一个额外的电阻未显示。在不影响 R1-R2 比率的情况下这会将波形的电压移至接近接地的电压以便示波器可以显示它具有高分辨率。 图 2通过对表 1 中列出的四位和八位 PWM 模式的 OCR 进行编程而生成的波形。两种模式的结果看起来相同因为示波器以 200 ms/div 扫描速率平均交流能量。
两个四位 PWM 的频率均为 F/16 62.5 kHz八位的频率为 F/256 3.90625 kHz。该代码大约每 100 毫秒更改 OCR 寄存器。在图 2 的扫描速率下示波器滤除 PWM 交流信号并将其替换为平均值。在随后的图中示波器以更快的扫描速率显示了它们的峰峰值幅度。图 3显示 8 位 PWM 的电压为 120 mV而图 4显示 4 位 PWM 的电压仅为 7.5 mV。 图 3图 1 八位 PWM 电路中电容器两端的交流能量。 图 4图 1 电路中四位 PWM 电容器两端的交流能量。四位 PWM 的周期和幅度比八位 PWM 小 16 倍。
两种模式的步进分辨率均为 18 mV四位峰峰值噪声在不到半步的情况下接近任何更多的交流信号衰减都会不必要地增加 1 ms 半步稳定时间。在 1/16 频率下峰峰值为 120 mV6.7 步长时八位 PWM 实现几乎无法使用。电容器值必须增加到 15μF相关的稳定时间增加 15 倍才能满足双四位 PWM 方法的能量衰减性能。找元器件现货上唯样商城 本示例中采用的方法非常强大。通过一对与 0.1% 电阻互连、比率为 256:1 的 8 位 PWM双八位16 位 PWM 可以具有比传统 16 位 PWM 更容易过滤 256 倍的交流输出。位单位。小于 N 2 16或 2 8级的 PWM 分辨率也可以同时减少 PWM 周期并简化相关的滤波要求。甚至还有带有三个或四个 PWM 的微控制器其输出可以与合适的电阻网络相加。
