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本文探讨了电子元器件的货架寿命问题#xff0c;重点讨论了氧化、湿度敏感等级#xff08;MSL#xff09;与货架寿命之间的关系。文章通过具体例子说明了氧化对电子元器件可…我自己的原文哦~ https://blog.51cto.com/whaosoft/11748634 一、延长电子元器件的货架寿命
本文探讨了电子元器件的货架寿命问题重点讨论了氧化、湿度敏感等级MSL与货架寿命之间的关系。文章通过具体例子说明了氧化对电子元器件可焊表面的影响以及如何通过适当的存储条件延长货架寿命。文章还介绍了不同生产厂家对货架寿命的策略和说明详细解释了湿度敏感等级MSL的概念以及如何通过烘烤恢复“受潮”的元器件。
作为DigiKey技术支持人员我们经常收到客户关于产品“氧化”、“焊接之后鼓包”之类的售后问题同时我们的销售也会收到客户关于产品必须在“几年之内”的要求这些问题都与货架寿命Shelf Life相关。
对于电子元器件不同的产品不同的生产厂家不同的储存条件可能会有不同的货架寿命。所以今天就给大家讲讲氧化湿度敏感等级MSL与货架寿命之间的关系以及列举一些生产厂家货架寿命的策略当然这些策略解释权在生产厂家并且随着时间的推移会有变动。请以生产厂家给出的最新的货架寿命为准。
1. 氧化与货架寿命
我们先来看一个具体的例子
如下图暴露在环境中使右边的两个喇叭嘴氧化变色。右边的两个喇叭嘴严重氧化而左边的一个虽然使用过但仍保持良好状态。 图1暴露在环境中使右边的两个喇叭嘴氧化变色
对于有暴露在空气中的金属的电子元器件空气中的某些物质可能对金属产生了腐蚀一直作用于我们的电子元器件上面。特别是那些将焊接到印刷电路板PCB上的元器件表面。电子元器件的货架寿命主要由这些可焊表面的状况决定。这与制造直接相关。虽然您的元器件在电气和机械上可能稳定数十年但氧化表面会降低制造良率因为旧的氧化表面不容易接受焊锡。
如何处理氧化问题
大多数焊锡和焊锡膏含有一种有机助焊剂它可以去除氧化层。这增加了焊锡的“润湿”性使组件和PCB之间形成可靠的电气和机械连接。助焊剂的去氧化能力有限。
因此严重氧化或变色的元器件应避免使用。这种情况在电气方面可能是完美的但在制造方面却很麻烦。
为了避免这些不必要的麻烦于是就有了货架寿命Shelf Life的概念。未焊接的元器件在制造商推荐的货架寿命期限过后不会立即失效。您可以进行可焊性测试以验证产品是否继续可用。
如何延长货架寿命
通过适当的存储可以延长元器件可焊表面的完整性。一个典型的存储规范可能如下
50至90华氏度或10至32摄氏度25%至50%的相对湿度不直接暴露在阳光或其他紫外线下不暴露在空气中的腐蚀性元素如臭氧或硫化物下不暴露在放射性物质中
不同电子元器件产品用的材料不同会影响他的货架寿命。不同的储存条件也会影响他的货架寿命。所以我们必须参考制造商给出的储存规范以确定电子元器件货架寿命信息从而保证电子元器件的可靠性。
技术小贴士
从材料稳定性角度来看电阻器并不简单。特别是当我们考虑高温和热循环相关的物理应力时。同时电阻器必须在长期使用中保持其化学和电气完整性。
2. 不同厂家的货架寿命
对于电子元器件虽然有行业标准但是并不代表所有产品一定是符合这个行业标准。有些生产厂家会申明他们的产品符合Jedec标准 J-STD-033B比如ADI。有的厂家会给出自己的存储条件和要求以及相应的货架寿命。解释权在生产厂家建议参考生产厂家的申明来确定货架寿命。
Jedec标准
对于某些电子元器件在处理、包装、运输和使用时对于潮湿/焊接敏感的电子元器件给出了相应的行业标准。
其中针对防潮袋包装Jedec给出了货架寿命的参考标准防潮袋包装的SMD封装在非冷凝的大气环境中40°C/90% RH存储时其计算的货架寿命应自袋子密封日期起至少为12个月。 我们再举几个其他例子来看看一些厂家对于货架寿命的说明。
TE
TE根据不同的产品类型给出了对应的货架寿命 当然要确保达到TE给出货架寿命对于存储条件是有要求的。
TE存储条件要求当在原始未开封包装中适当存储避开直射阳光并在不超过23°C的正常室温下存放时除非另有说明。短期温度和湿度的波动不超过35°C和75%相对湿度不会影响产品性能。根据AS23053标准存储温度应为18 - 35°C。 Murata
Murata针对切割过的晶圆产品Sawn Wafers和未切割过的晶圆产品Unsawn Wafers给出了货架寿命的说明 对于切割过的晶圆产品Sawn Wafers宽带包装当存储在18°C to 35°C 35%RH60%环境下或者干燥氮气环境下货架寿命可以达到5年。 3M
3M也是根据不同的产品类型给出了对应的货架寿命 当然要确保达到3M给出货架寿命对于存储条件是有要求的。
3M存储寿命从产品制造时开始计算。制造日期可以在每个瓶子/袋子的侧面找到。以下图表定义了3M商业解决方案部化学产品的贮存寿命。这些寿命取决于产品的存储温度应在40°F5°C以上和100°F37°C以下或按照包装上的说明并且应保存在封闭容器中如喷雾瓶或翻盖瓶。
3. 湿度敏感等级MSL与货架寿命
正如前一部分所暗示的那样湿度推动腐蚀。然而许多零件是吸湿性的会很容易吸收水分。这种内部湿气可能导致破坏性的爆米花缺陷Popcorning 这个名字源于元器件发出的爆裂声。
这里困在元器件内部的水分在焊接过程中迅速转化为蒸汽。结果是破坏了元器件的机械完整性导致电气功能丧失或受损。这种损坏可能是立即的也可能是延迟的因为受损元器件很快遭受环境的影响从而劣化。
电子元器件也会吸收环境中的水分如同爆米花一样。当这些元器件通过回流焊机时就可能出现问题因为焊接过程中产生的强热会导致被吸收的水分出现快速释放和膨胀鼓包现象。 图2电子元器件焊接鼓包Bulging
MSL湿度敏感等级说明
湿度敏感等级在电子行业中简称为“MSL”定义了对于焊接制程一个元器件可以暴露在不高于86华氏度(30摄氏度℃)60-85%相对湿度的环境中的最长安全时间。该范围从MSL 1开始称为“无限制”或不受影响而每个增量级别则表示一个持续时间阈值。 图3源自 JEDEC J-STD-033B.1 的湿度分类表
大部分容易受湿气影响的元器件都是半导体类的例如IC、传感器和LED。不过同时一些意料之外的物料也会有湿度敏感特性例如尼龙连接器。
KYOCERA AVX尼龙连接器009276002021106。如有疑问请参阅物料参数或厂商规格书。 KYOCERA AVX尼龙连接器009276002021106
为解决此问题电子业界推出了JEDEC标准J-STD-033B即制定了有关处理、包装、运输和使用具有湿度敏感性物料的标准。受MSL影响的物料需采用防潮袋包装并附有湿度卡 和适当的MSL标签。湿度卡用于表示物料的暴露情况可充当视觉指导。干燥剂包有助于去除密封袋中的多余水分。 干燥剂 # 1/2PLDES550 、防潮袋 # 7001020 、湿度卡 # 51015HIC125 、 MSL 标签 # 113LABEL
电子元器件应保持在保护包装中直到准备使用时再打开。一旦拆开应立即焊接最好当天焊接。如果长时间未保护湿度敏感元器件可能会变得无法焊接甚至在一个长周末后。请根据计划安排您的生产周期。
通过烘烤恢复“受潮”元器件
湿度敏感元器件必须用密封的防水包装保护。如果物料吸收过多的水分并超出了其 MSL等级需要怎样操作
许多湿度敏感元器件可以通过烘烤过程恢复。这个过程使用热量驱除元器件中的水分。
湿度指示卡可通过明显的颜色变化由蓝色变为粉色来指示湿度过大情况。打开包装袋时可借助这张卡片来检验袋内是否适度干燥。如果颜色发生变化可能需要在焊接制程之前先行烘烤以去除塑料封装中的任何水分。烘烤条件取决于封装厚度、MSL和烘烤温度。 图5封装厚度、MSL和烘烤温度
电子元器件在烘箱中停留的时长取决于元器件本身的厚度、MSL和烘烤温度。将物料烘烤数天的情况也并不少见。
JEDEC J-STD-033B文件中提供了深入的烘烤指南和程序请点击“阅读全文”查看。
DigiKey网站上的MSL信息
在DigiKey 网站的环境与出口分类栏下可以找到MSL信息。这些信息是由我们的供应商提供给 DigiKey 的。
举例尼龙连接器009276002021106 图6DigiKey网上的MSL信息
我们可以在网站上看到009276002021106 的MSL等级为 3 (168小时)
技术小贴士如果 MSL 物料的等级为 1 那是否意味着防水 不。你可以借助MSL来识别元器件对实验室或仓库中的湿度的敏感度而防水或IP级产品则适用于户外等更加暴露的环境。
烘烤过程是一种平衡行为。高温加速了腐蚀过程如前一部分所述。这对需要长时间烘烤的大型零件尤其成问题。反复烘烤可能使元器件无法使用。 总结
制造是一个复杂的过程。电子元器件的货架寿命是您流程中的众多考虑因素之一。与农产品不同电子元器件没有明确的到期日期。长寿命是一个重要的设计考虑因素。虽然生产厂家可能会规定一个具体的货架寿命但我们可以期望该电子元器件在安装后运行十年或更长时间。对于货架寿命问题要保持警觉并务必参考设备数据手册。通过在受控环境中存储所有元器件来保护您的投资。避免将打开的卷轴存放在潮湿仓库的地板上。 开发板商城 天皓智联 TB上有视觉设备哦 支持AI相关~ 大模型相关也可用,还有很多嵌入式设备 二、19个常用的5V转3.3V技巧
01 使用LDO稳压器 标准三端线性稳压器的压差通常是 2.0-3.0V。要把 5V 可靠地转换为 3.3V就不能使用它们。压差为几百个毫伏的低压降 Low Dropout LDO稳压器是此类应用的理想选择。图 1-1 是基本LDO 系统的框图标注了相应的电流。 从图中可以看出 LDO 由四个主要部分组成
导通晶体管带隙参考源运算放大器反馈电阻分压器 在选择 LDO 时重要的是要知道如何区分各种LDO。器件的静态电流、封装大小和型号是重要的器件参数。根据具体应用来确定各种参数将会得到最优的设计。 LDO的静态电流IQ是器件空载工作时器件的接地电流 IGND。IGND 是 LDO 用来进行稳压的电流。当IOUTIQ 时 LDO 的效率可用输出电压除以输入电压来近似地得到。然而轻载时必须将 IQ 计入效率计算中。具有较低 IQ 的 LDO 其轻载效率较高。轻载效率的提高对于 LDO 性能有负面影响。静态电流较高的 LDO 对于线路和负载的突然变化有更快的响应。
02 采用齐纳二极管的低成本方案 这里详细说明了一个采用齐纳二极管的低成本稳压器方案。 可以用齐纳二极管和电阻做成简单的低成本 3.3V稳压器如图 2-1 所示。在很多应用中该电路可以替代 LDO 稳压器并具成本效益。但是这种稳压器对负载敏感的程度要高于 LDO 稳压器。另外它的能效较低因为 R1 和 D1 始终有功耗。R1 限制流入D1 和 PICmicro MCU的电流从而使VDD 保持在允许范围内。由于流经齐纳二极管的电流变化时二极管的反向电压也将发生改变所以需要仔细考虑 R1 的值。 R1 的选择依据是在最大负载时——通常是在PICmicro MCU 运行且驱动其输出为高电平时——R1上的电压降要足够低从而使PICmicro MCU有足以维持工作所需的电压。同时在最小负载时——通常是 PICmicro MCU 复位时——VDD 不超过齐纳二极管的额定功率也不超过 PICmicro MCU的最大 VDD。
03 采用3个整流二极管的更低成本方案 图 3-1 详细说明了一个采用 3 个整流二极管的更低成本稳压器方案。 我们也可以把几个常规开关二极管串联起来用其正向压降来降低进入的 PICmicro MCU 的电压。这甚至比齐纳二极管稳压器的成本还要低。这种设计的电流消耗通常要比使用齐纳二极管的电路低。 所需二极管的数量根据所选用二极管的正向电压而变化。二极管 D1-D3 的电压降是流经这些二极管的电流的函数。连接 R1 是为了避免在负载最小时——通常是 PICmicro MCU 处于复位或休眠状态时——PICmicro MCU VDD 引脚上的电压超过PICmicro MCU 的最大 VDD 值。根据其他连接至VDD 的电路可以提高R1 的阻值甚至也可能完全不需要 R1。二极管 D1-D3 的选择依据是在最大负载时——通常是 PICmicro MCU 运行且驱动其输出为高电平时——D1-D3 上的电压降要足够低从而能够满足 PICmicro MCU 的最低 VDD 要求。
04 使用开关稳压器 如图 4-1 所示降压开关稳压器是一种基于电感的转换器用来把输入电压源降低至幅值较低的输出电压。输出稳压是通过控制 MOSFET Q1 的导通ON时间来实现的。由于 MOSFET 要么处于低阻状态要么处于高阻状态分别为 ON 和OFF因此高输入源电压能够高效率地转换成较低的输出电压。 当 Q1 在这两种状态期间时通过平衡电感的电压- 时间可以建立输入和输出电压之间的关系。 对于 MOSFET Q1有下式 在选择电感的值时使电感的最大峰 - 峰纹波电流等于最大负载电流的百分之十的电感值是个很好的初始选择。 在选择输出电容值时好的初值是使 LC 滤波器特性阻抗等于负载电阻。这样在满载工作期间如果突然卸掉负载电压过冲能处于可接受范围之内。 在选择二极管 D1 时应选择额定电流足够大的元件使之能够承受脉冲周期 IL放电期间的电感电流。 在连接两个工作电压不同的器件时必须要知道其各自的输出、输入阈值。知道阈值之后可根据应用的其他需求选择器件的连接方法。表 4-1 是本文档所使用的输出、输入阈值。在设计连接时请务必参考制造商的数据手册以获得实际的阈值电平。 05 3.3V→5V直接连接 将 3.3V 输出连接到 5V 输入最简单的方法是直接连接但直接连接需要满足以下 2 点要求
3.3V输出的 VOH 大于 5V 输入的 VIH3.3V输出的 VOL 小于 5V 输入的 VIL 能够使用这种方法的例子之一是将 3.3V LVCMOS输出连接到 5V TTL 输入。从表 4-1 中所给出的值可以清楚地看到上述要求均满足。
3.3V LVCMOS 的 VOH 3.0V大于5V TTL 的VIH 2.0V3.3V LVCMOS 的 VOL 0.5V小于 5V TTL 的VIL 0.8V 如果这两个要求得不到满足连接两个部分时就需要额外的电路。可能的解决方案请参阅技巧 6、7、 8 和 13。
06 使用MOSFET转换器 如果 5V 输入的 VIH 比 3.3V CMOS 器件的 VOH 要高则驱动任何这样的 5V 输入就需要额外的电路。图 6-1 所示为低成本的双元件解决方案。 在选择 R1 的阻值时需要考虑两个参数即输入的开关速度和 R1 上的电流消耗。当把输入从 0切换到 1 时需要计入因 R1 形成的 RC 时间常数而导致的输入上升时间、 5V 输入的输入容抗以及电路板上任何的杂散电容。输入开关速度可通过下式计算 由于输入容抗和电路板上的杂散电容是固定的提高输入开关速度的惟一途径是降低 R1 的阻值。而降低 R1 阻值以获取更短的开关时间却是以增大5V 输入为低电平时的电流消耗为代价的。通常切换到 0 要比切换到 1 的速度快得多因为 N 沟道 MOSFET 的导通电阻要远小于 R1。另外在选择 N 沟道 FET 时所选 FET 的VGS 应低于3.3V 输出的 VOH。 07 使用二极管补偿 表 7-1 列出了 5V CMOS 的输入电压阈值、 3.3VLVTTL 和 LVCMOS 的输出驱动电压。 从上表看出 5V CMOS 输入的高、低输入电压阈值均比 3.3V 输出的阈值高约一伏。因此即使来自 3.3V 系统的输出能够被补偿留给噪声或元件容差的余地也很小或者没有。我们需要的是能够补偿输出并加大高低输出电压差的电路。 输出电压规范确定后就已经假定高输出驱动的是输出和地之间的负载而低输出驱动的是 3.3V和输出之间的负载。如果高电压阈值的负载实际上是在输出和 3.3V 之间的话那么输出电压实际上要高得多因为拉高输出的机制是负载电阻而不是输出三极管。 如果我们设计一个二极管补偿电路 见图 7-1二极管 D1 的正向电压 典型值 0.7V将会使输出低电压上升在 5V CMOS 输入得到 1.1V 至1.2V 的低电压。它安全地处于 5V CMOS 输入的低输入电压阈值之下。输出高电压由上拉电阻和连至3.3V 电源的二极管 D2 确定。这使得输出高电压大约比 3.3V 电源高 0.7V也就是 4.0 到 4.1V很安全地在 5V CMOS 输入阈值 3.5V之上。 注为了使电路工作正常上拉电阻必须显著小于 5V CMOS 输入的输入电阻从而避免由于输入端电阻分压器效应而导致的输出电压下降。上拉电阻还必须足够大从而确保加载在 3.3V 输出上的电流在器件规范之内。
08 使用电压比较器 比较器的基本工作如下
反相 -输入电压大于同相 输入电压时比较器输出切换到 Vss。同相 输入端电压大于反相 -输入电压时比较器输出为高电平。 为了保持 3.3V 输出的极性 3.3V 输出必须连接到比较器的同相输入端。比较器的反相输入连接到由 R1 和 R2 确定的参考电压处如图 8-1 所示。 R1 和 R2 之比取决于输入信号的逻辑电平。对于3.3V 输出反相电压应该置于VOL 与VOH之间的中点电压。对于 LVCMOS 输出中点电压为 如果 R1 和 R2 的逻辑电平关系如下 若 R2 取值为 1K则 R1 为 1.8K。 经过适当连接后的运算放大器可以用作比较器以将 3.3V 输入信号转换为 5V 输出信号。这是利用了比较器的特性即根据 “反相”输入与 “同相”输入之间的压差幅值比较器迫使输出为高VDD或低 Vss电平。 注要使运算放大器在 5V 供电下正常工作输出必须具有轨到轨驱动能力。 09 直接连接 通常 5V 输出的 VOH 为 4.7 伏 VOL 为 0.4 伏而通常 3.3V LVCMOS 输入的 VIH 为 0.7 x VDD VIL为 0.2 x VDD。 当 5V 输出驱动为低时不会有问题因为 0.4 伏的输出小于 0.8 伏的输入阈值。当 5V 输出为高时 4.7 伏的 VOH 大于 2.1 伏 VIH所以我们可以直接把两个引脚相连不会有冲突前提是3.3V CMOS 输出能够耐受 5 伏电压。 如果 3.3V CMOS 输入不能耐受 5 伏电压则将出现问题因为超出了输入的最大电压规范。
10 使用二极管钳位 很多厂商都使用钳位二极管来保护器件的 I/O 引脚防止引脚上的电压超过最大允许电压规范。钳位二极管使引脚上的电压不会低于 Vss 超过一个二极管压降也不会高于 VDD 超过一个二极管压降。要使用钳位二极管来保护输入仍然要关注流经钳位二极管的电流。流经钳位二极管的电流应该始终比较小 在微安数量级上。 如果流经钳位二极管的电流过大就存在部件闭锁的危险。由于5V 输出的源电阻通常在 10Ω 左右因此仍需串联一个电阻限制流经钳位二极管的电流如图 10-1所示。使用串联电阻的后果是降低了输入开关的速度因为引脚 CL上构成了 RC 时间常数。 如果没有钳位二极管可以在电流中添加一个外部二极管如图 10-2 所示。 11 5V→3.3V有源钳位 使用二极管钳位有一个问题即它将向 3.3V 电源注入电流。在具有高电流 5V 输出且轻载 3.3V 电源轨的设计中这种电流注入可能会使 3.3V 电源电压超过 3.3V。 为了避免这个问题可以用一个三极管来替代三极管使过量的输出驱动电流流向地而不是 3.3V 电源。设计的电路如图 11-1 所示。 Q1的基极-发射极结所起的作用与二极管钳位电路中的二极管相同。区别在于发射极电流只有百分之几流出基极进入 3.3V 轨绝大部分电流都流向集电极再从集电极无害地流入地。基极电流与集电极电流之比由晶体管的电流增益决定通常为10-400取决于所使用的晶体管。
12 电阻分压器 可以使用简单的电阻分压器将 5V 器件的输出降低到适用于 3.3V 器件输入的电平。这种接口的等效电路如图 12-1 所示。 通常源电阻 RS 非常小 小于 10Ω如果选择的 R1 远大于RS 的话那么可以忽略 RS 对 R1 的影响。在接收端负载电阻 RL 非常大 大于500 kΩ如果选择的R2远小于RL的话那么可以忽略 RL 对 R2 的影响。 在功耗和瞬态时间之间存在取舍权衡。为了使接口电流的功耗需求最小串联电阻 R1 和 R2 应尽可能大。但是负载电容 由杂散电容 CS 和 3.3V 器件的输入电容 CL 合成可能会对输入信号的上升和下降时间产生不利影响。如果 R1 和 R2 过大上升和下降时间可能会过长而无法接受。 如果忽略 RS 和 RL 的影响则确定 R1 和 R2 的式子由下面的公式 12-1 给出。 公式 12-2 给出了确定上升和下降时间的公式。为便于电路分析使用戴维宁等效计算来确定外加电压 VA 和串联电阻R。戴维宁等效计算定义为开路电压除以短路电流。根据公式 12-2 所施加的限制对于图 12-1 所示电路确定的戴维宁等效电阻 R 应为 0.66*R1戴维宁等效电压 VA 应为0.66*VS。 例如假设有下列条件存在
杂散电容 30 pF负载电容 5 pF从 0.3V 至 3V 的最大上升时间 ≤ 1 μs外加源电压 Vs 5V 确定最大电阻的计算如公式 12-3 所示。 13 电平转换器 尽管电平转换可以分立地进行但通常使用集成解决方案较受欢迎。电平转换器的使用范围比较广泛有单向和双向配置、不同的电压转换和不同的速度供用户选择最佳的解决方案。 器件之间的板级通讯 例如 MCU 至外设通过 SPI 或 I2C™ 来进行这是最常见的。对于SPI使用单向电平转换器比较合适对于 I2C就需要使用双向解决方案。下面的图 13-1 显示了这两种解决方案。 3.3V 至 5V 接口的最后一项挑战是如何转换模拟信号使之跨越电源障碍。低电平信号可能不需要外部电路但在 3.3V 与 5V 之间传送信号的系统则会受到电源变化的影响。例如在 3.3V 系统中ADC转换1V峰值的模拟信号其分辨率要比5V系统中 ADC 转换的高这是因为在 3.3V ADC 中ADC 量程中更多的部分用于转换。但另一方面3.3V 系统中相对较高的信号幅值与系统较低的共模电压限制可能会发生冲突。 因此为了补偿上述差异可能需要某种接口电路。本节将讨论接口电路以帮助缓和信号在不同电源之间转换的问题。
14 模拟增益模块 从 3.3V 电源连接至 5V 时需要提升模拟电压。33 kΩ 和 17kΩ 电阻设定了运放的增益从而在两端均使用满量程。11 kΩ 电阻限制了流回 3.3V 电路的电流。 15 模拟补偿模块 该模块用于补偿 3.3V 转换到 5V 的模拟电压。下面是将 3.3V 电源供电的模拟电压转换为由 5V电源供电。右上方的 147 kΩ、 30.1 kΩ 电阻以及5V 电源等效于串联了 25 kΩ 电阻的 0.85V 电压源。 这个等效的 25 kΩ 电阻、三个 25 kΩ 电阻以及运放构成了增益为 1 V/V 的差动放大器。0.85V等效电压源将出现在输入端的任何信号向上平移相同的幅度以 3.3V/2 1.65V 为中心的信号将同时以 5.0V/2 2.50V 为中心。左上方的电阻限制了来自 5V 电路的电流。 16 有源模拟衰减器 此技巧使用运算放大器衰减从 5V 至 3.3V 系统的信号幅值。关于运放的文章移步此处:看懂运算放大器原理。 要将 5V 模拟信号转换为 3.3V 模拟信号最简单的方法是使用 R1:R2 比值为 1.7:3.3 的电阻分压器。 然而这种方法存在一些问题
1衰减器可能会接至容性负载构成不期望得到的低通滤波器。2衰减器电路可能需要从高阻抗源驱动低阻抗负载。 无论是哪种情形都需要运算放大器用以缓冲信号。所需的运放电路是单位增益跟随器 见图 16-1。 电路输出电压与加在输入的电压相同。 为了把 5V 信号转换为较低的 3V 信号我们只要加上电阻衰减器即可。 如果电阻分压器位于单位增益跟随器之前那么将为 3.3V 电路提供最低的阻抗。此外运放可以从3.3V 供电这将节省一些功耗。如果选择的 X 非常大的话 5V 侧的功耗可以最大限度地减小。 如果衰减器位于单位增益跟随器之后那么对 5V源而言就有最高的阻抗。运放必须从 5V 供电3V 侧的阻抗将取决于 R1||R2 的值。
17 模拟限幅器 在将 5V 信号传送给 3.3V 系统时有时可以将衰减用作增益。如果期望的信号小于 5V那么把信号直接送入 3.3V ADC 将产生较大的转换值。当信号接近 5V 时就会出现危险。所以需要控制电压越限的方法同时不影响正常范围中的电压。 这里将讨论三种实现方法
使用二极管钳位过电压至 3.3V 供电系统。使用齐纳二极管把电压钳位至任何期望的电压限。使用带二极管的运算放大器进行精确钳位。 进行过电压钳位的最简单的方法与将 5V 数字信号连接至 3.3V 数字信号的简单方法完全相同。使用电阻和二极管使过量电流流入 3.3V 电源。选用的电阻值必须能够保护二极管和 3.3V 电源同时还不会对模拟性能造成负面影响。如果 3.3V 电源的阻抗太低那么这种类型的钳位可能致使3.3V 电源电压上升。即使 3.3V 电源有很好的低阻抗当二极管导通时以及在频率足够高的情况下当二极管没有导通时 由于有跨越二极管的寄生电容此类钳位都将使输入信号向 3.3V 电源施加噪声。 为了防止输入信号对电源造成影响或者为了使输入应对较大的瞬态电流时更为从容对前述方法稍加变化改用齐纳二极管。齐纳二极管的速度通常要比第一个电路中所使用的快速信号二极管慢。不过齐纳钳位一般来说更为结实钳位时不依赖于电源的特性参数。钳位的大小取决于流经二极管的电流。这由 R1 的值决定。如果 VIN 源的输出阻抗足够大的话也可不需要 R1。 如果需要不依赖于电源的更为精确的过电压钳位可以使用运放来得到精密二极管。电路如图 17-3所示。运放补偿了二极管的正向压降使得电压正好被钳位在运放的同相输入端电源电压上。如果运放是轨到轨的话可以用 3.3V 供电。 由于钳位是通过运放来进行的不会影响到电源。 运放不能改善低电压电路中出现的阻抗阻抗仍为R1 加上源电路阻抗。
18 驱动双极型晶体管 在驱动双极型晶体管时基极 “驱动”电流和正向电流增益 Β/hFE将决定晶体管将吸纳多少电流。如果晶体管被单片机 I/O 端口驱动使用端口电压和端口电流上限 典型值 20 mA来计算基极驱动电流。如果使用的是 3.3V 技术应改用阻值较小的基极电流限流电阻以确保有足够的基极驱动电流使晶体管饱和。 RBASE的值取决于单片机电源电压。公式18-1 说明了如何计算 RBASE。 如果将双极型晶体管用作开关开启或关闭由单片机 I/O 端口引脚控制的负载应使用最小的 hFE规范和裕度以确保器件完全饱和。 ▶ 3V 技术示例 ▶ 5V技术示例 对于这两个示例提高基极电流留出裕度是不错的做法。将 1mA 的基极电流驱动至 2 mA 能确保饱和但代价是提高了输入功耗。
19 驱动N沟道MOSFET晶体管 在选择与 3.3V 单片机配合使用的外部 N 沟道MOSFET 时一定要小心。MOSFET 栅极阈值电压表明了器件完全饱和的能力。 对于 3.3V 应用所选 MOSFET 的额定导通电阻应针对 3V 或更小的栅极驱动电压。例如对于具有 3.3V 驱动的100 mA负载额定漏极电流为250 μA的FET在栅极 - 源极施加 1V 电压时不一定能提供满意的结果。在从 5V 转换到 3V 技术时应仔细检查栅极- 源极阈值和导通电阻特性参数如图 19-1所示。稍微减少栅极驱动电压可以显著减小漏电流。 对于 MOSFET低阈值器件较为常见其漏源电压额定值低于 30V。漏源额定电压大于 30V的 MOSFET通常具有更高的阈值电压 VT。 如表 19-1 所示此 30V N 沟道 MOSFET 开关的阈值电压是 0.6V。栅极施加 2.8V 的电压时此MOSFET 的额定电阻是 35 mΩ因此它非常适用于 3.3V 应用。 对于 IRF7201 数据手册中的规范栅极阈值电压最小值规定为 1.0V。这并不意味着器件可以用来在1.0V 栅 - 源电压时开关电流因为对于低于 4.5V 的VGS th没有说明规范。对于需要低开关电阻的 3.3V 驱动的应用不建议使用 IRF7201但它可以用于 5V 驱动应用。 三、xxx 四、xxx 五、蜂鸣器驱动电路 蜂鸣器是电路设计中常用的器件广泛用于工业控制报警、机房监控、门禁控制、计算机 等电子产品作预警发声器件驱动电路也非常简单然而很多人在设计时往往随意设计导 致实际电路中蜂鸣器不发声、轻微发声和乱发声的情况发生。 下面就 3.3V NPN 三极管驱动有源蜂鸣器设计从实际产品中分析电路设计存在的问题提出电路的改进方案使读者能从小小的蜂鸣器电路中学会分析和改进电路的方法从而设计出更优秀的产品达到抛砖引玉的效果。
常见错误接法 上图为典型的错误接法当 BUZZER 端输入高电平时蜂鸣器不响或响声太小。当 I/O 口为高电平时基极电压为 3.3/4.7*3.3V≈2.3V由于三极管的压降 0.6~0.7V则三极管射 极电压为 2.3-0.71.6V驱动电压太低导致蜂鸣器无法驱动或者响声很小。 上图为第二种典型的错误接法由于上拉电阻R2BUZZER 端在输出低电平时由于 电阻R1和R2的分压作用三极管不能可靠关断。 上图为第三种错误接法三极管的高电平门槛电压就只有 0.7V即在 BUZZER 端输入 压只要超过0.7V就有可能使三极管导通显然0.7V的门槛电压对于数字电路来说太低了 电磁干扰的环境下很容易造成蜂鸣器鸣叫。 上图为第四种错误接法当CPU的GPIO管脚存在内部下拉时由于 I/O 口存在输入阻抗也可能导致三极管不能可靠关断而且和图3一样BUZZER端输入电压只要超过0.7V就有可能使三极管导通。 以上几种用法我觉得也不能说是完全不行对于器件的各种参数要求会比较局限不利于器件选型抗干扰性能也比较差。
NPN三极管控制有源蜂鸣器常规设计 上图为通用有源蜂鸣器的驱动电路。电阻R1为限流电阻防止流过基极电流过大损坏三极管。关于三极管基础请移步此文:PNP与NPN两种三极管使用方法。 电阻R2有着重要的作用。 第一个作用R2 相当于基极的下拉电阻。如果A端被悬空则由于R2的存在能够使三极管保持在可靠的关断状态如果删除R2则当BUZZER输入端悬空时则易受到干扰而可能导致三极管状态发生意外翻转或进入不期望的放大状态造成蜂鸣器意外发声。 第二个作用R2可提升高电平的门槛电压。如果删除R2则三极管的高电平门槛电压就只有0.7V即A端输入电压只要超过0.7V 就有可能导通添加R2的情况就不同了当从A端输入电压达到约2.2V 时三极管才会饱和导通具体计算过程如下 假定β 120为晶体管参数的最小值蜂鸣器导通电流是15mA。那么集电极电流IC15mA。则三极管刚刚达到饱和导通时的基极电流是 IB15mA/1200.125mA。流经R2的电流是0.7V/3.3kΩ0.212mA流经R1的电流 IR10.212mA 0.125mA0.337 mA。最后算出BUZZER端的门槛电压是0.7V0.337mA× 4.7kΩ2.2839V≈2.3V。 图中的C2为电源滤波电容滤除电源高频杂波。C1可以在有强干扰环境下有效的滤除干扰信号避免蜂鸣器变音和意外发声在 RFID射频通讯、Mifare卡的应用时这里初步选用0.1uF 的电容具体可以根据实际情况选择。
改进方案 蜂鸣器竟然有EMI 辐射在 NPN 3.3V 控制有源蜂鸣器时在电路的 BUZZER 输入 高电平让蜂鸣器鸣叫检测蜂鸣器输入管脚NPN 三极管的C极处信号发现蜂鸣器在发声时向外发生1.87KHz-2.91V 的脉冲信号蜂鸣器自身发放脉冲如下图所示。 在电路的BUZZER 输入20Hz的脉冲信号让蜂鸣器鸣叫检测蜂鸣器输入管脚处信号发现蜂鸣器在发声时在控制电平上叠加了1.87KHz-2.92V 的脉冲信号并且在蜂鸣器关断时出现正向尖峰脉冲≥10V如下图所示。 上图中1.87KHz-2.92V 的脉冲信号应该是有源蜂鸣器内部震荡源释放出来的信号。常用有源蜂鸣器主要分为压电式、 电磁震荡式两种 iMX283 开发板上用的是压电式蜂鸣器压电式蜂鸣器主要由多谐振荡器、压电蜂鸣片、阻抗匹配器及共鸣箱、外壳等组成而多谐震荡器由晶体管或集成电路构成我们所用的蜂鸣器内部含有晶体管震荡电路有兴趣的朋友可以自己拆开看看。 有源蜂鸣器产生脉冲信号能量不是很强可以考虑增加滤波电容将脉冲信号滤除。在有源蜂鸣器的两端添加一个104的滤波电容脉冲信号削减到-110mV减少蜂鸣器自身发放脉冲如下图所示但顶部信号由于电容充电过慢有点延时。 消除蜂鸣器EMI辐射NPN 有源蜂鸣器控制电路改善后电路图如下所示。 兼容性设计 作为标准电路需要考虑电路的兼容性问题比如同样耐压不同功率的有源蜂鸣器有 源蜂鸣器和无源蜂鸣器的兼容性问题。
兼容同样耐压不同功率的有源蜂鸣器电路设计 为了电路的兼容性和可扩展性电路需要考虑兼容不同厂家和不同功率的蜂鸣器。同一 个耐压的蜂鸣器主要是蜂鸣器的内阻和工作电流不一样一般 3V~5V 耐压的蜂鸣器不同功率的蜂鸣器导通电流是 10mA~80mA。我们按照最大功率的蜂鸣器去设计电路即可即三极管的推动电流按照 80 mA 设计。 假定β120 为晶体管参数的最小值蜂鸣器导通电流是 80 mA。那么集电极电流 IC 80 mA。则三极管刚刚达到饱和导通时的基极电流 IB80mA 1200.667mA。流经 R2的电流是 0.7V 3.3kΩ 0.212mA所以流经 R1 的电流应该是 IR10.667mA 0.125mA0.792mA。BUZZER 端的门槛电压是设定在 2.2V那么 R1(2.2V-0.7V)/ 0.792mA1.89K。电阻取常规 2K 即可。 如果电路更换功率稍大一点的有源蜂鸣器可以按照上面的计算方法计算 R1 的大小。
兼容有源蜂鸣器和无源蜂鸣器电路设计 在电路的设计过程中往往会碰到需求变更比如项目前期对蜂鸣器的发声频率没有 要求但后期有要求需要更换为无源蜂鸣器这时就需要修改电路图甚至修改 PCB 这样就增加了改动成本、周期和风险。 有源蜂鸣器和无源蜂鸣器的驱动电路区别主要在于无源蜂鸣器本质上是一个感性元件 其电流不能瞬变因此必须有一个续流二极管提供续流。否则在蜂鸣器两端会有反向感应 电动势产生几十伏的尖峰电压可能损坏驱动三极管并干扰整个电路系统的其它部分。而如果电路中工作电压较大要使用耐压值较大的二极管而如果电路工作频率高则要选 用高速的二极管。这里选择的是 IN4148 的开关二极管。NPN 无源蜂鸣器控制电路图如下所示。 六、三极管滤波
❤如图1是无刷电机霍尔信号的滤波电路为了保证波形质量简单的阻容滤波并不能完全解决实际复杂的工作环境所带来的波形异常量产的无刷驱动模块也有该电路。
❤为了保证滤波质量在RC滤波后面加一个NPN三极管利用三极管自身的响应速度达到高质量滤波目的。
❤三极管响应速度有个最小宽度要求通常是几十个纳秒到几百纳秒信号大于最小脉宽要求才能保证正常输出而不失真。 图1无刷电机霍尔信号滤波
❤通常在做驱动的时候会遇到霍尔信号或编码器信号的处理该信号是脉冲方波信号在滤波之前的波形如图1左边所示实际上毛刺会更多更杂。
❤毛刺宽度一般只有几十个纳秒在RC滤波后面加上一个三极管后可根本滤除毛刺让输出更干净质量更高如图1右边所示。
❤图2、图3、图4是实测无刷电机霍尔信号滤波前后的波形对比红色波形代表霍尔信号滤波前的蓝色波形代表霍尔信号滤波后的。滤波前的毛刺异常恐怖。
图2滤波前后对比 图3滤波前后对比放大 图4滤波前后对比再放大 ❤图5是实测无刷电机霍尔信号经过RC滤波后和三级管后滤波的波形对比红色波形代表霍尔信号经过RC滤波后的蓝色波形代表霍尔信号经过RC滤波再经过三极管滤波后的
注两个波形没有反相是因为上面那个红色波形一直在左右晃动随机抓取的。 图5RC滤波和三级管滤波对比
❤要点
①该类信号属于OC输出所以需要加上拉电阻R4
②阻容滤波R2、C1是低通滤波信号频率应低于fc1/2πRC
③三极管导通时必须工作在饱和状态通常基极电流Ib1mA能保证三极管工作在饱和状态
④三极管输出波形与输入波形反相这点在程序里可以做取反处理。 七、不同的电平信号的MCU怎么通信
下面这个“电平转换”电路理解后令人心情愉快。电路设计其实也可以很有趣。 先说一说这个电路的用途当两个MCU在不同的工作电压下工作如MCU1 工作电压5VMCU2 工作电压3.3V那么MCU1 与MCU2之间怎样进行串口通信呢很明显是不能将对应的TX、RX引脚直接相连的否测可能造成较低工作电压的MCU烧毁 下面的“电平双向转换电路”就可以实现不同VDD芯片工作电压的MCU之间进行串口通信。 该电路的核心在于电路中的MOS场效应管2N7002。他和三极管的功能很相似可做开关使用即可控制电路的通和断。不过比起三极管MOS管有挺多优势后面将会详细讲起。下图是MOS管实物3D图和电路图。简单的讲要让他当做开关只要让Vgs导通电压达到一定值引脚D、S就会导通Vgs没有达到这个值就截止。 那么如何将2N7002应用到上面电路中呢又起着什么作用呢下面我们来分析一下。 如果沿着a、b两条线将电路切断。那么MCU1的TX引脚被上拉为5VMCU2的RX引脚也被上拉为3.3V。2N7002的S、D引脚对应图中的2、3引脚截止就相当于a、b两条线将电路切断。也就是说此电路在2N7002截止的时候是可以做到给两个MCU引脚输送对应的工作电压。 下面进一步分析 数据传输方向MCU1--MCU2。 1. MCU1 TX发送高电平5VMCU2 RX配置为串口接收引脚此时2N7002的S、D引脚对应图中的2、3引脚截止2N7002里面的二极管3--2方向不通。那么MCU2 RX被VCC2上拉为3.3V。
2. MCU1 TX发送低电平0V此时2N7002的S、D引脚依然截止但是2N7002里面的二极管2--3方向通即VCC2、R2、2N7002里的二极管、MCU1 TX组成一个回路。2N7002的2引脚被拉低此时MCU2 RX为0V。该电路从MCU1到MCU2方向数据传输达到了电平转换的效果。
接下来分析
数据传输方向MCU2--MCU1 1. MCU2 TX发送高电平3.3V此时Vgs图中1、2引脚电压差电压差约等于02N7002截止2N7002里面的二极管3--2方向不通此时MCU1 RX引脚被VCC1上拉为5V。
2. MCU2 TX发送低电平0V此时Vgs图中1、2引脚电压差电压差约等于3.3V2N7002导通2N7002里面的二极管3--2方向不通VCC1、R1、2N7002里的二极管、MCU2 TX组成一个回路。2N7002的3引脚被拉低此时MCU1 RX为0V。 该电路从MCU2到MCU1方向数据传输达到了电平转换的效果。 到此该电路就分析完了这是一个双向的串口电平转换电路。
MOS的优势
1、场效应管的源极S、栅极G、漏极D分别对应于三极管的发射极e、基极b、集电极c它们的作用相似图一所示是N沟道MOS管和NPN型晶体三极管引脚图二所示是P沟道MOS管和PNP型晶体三极管引脚对应图。 2、场效应管是电压控制电流器件由VGS控制ID普通的晶体三极管是电流控制电流器件由IB控制IC。MOS管道放大系数是跨导gm当栅极电压改变一伏时能引起漏极电流变化多少安培。晶体三极管是电流放大系数贝塔β当基极电流改变一毫安时能引起集电极电流变化多少。
3、场效应管栅极和其它电极是绝缘的不产生电流而三极管工作时基极电流IB决定集电极电流IC。因此场效应管的输入电阻比三极管的输入电阻高的多。
4、场效应管只有多数载流子参与导电三极管有多数载流子和少数载流子两种载流子参与导电因少数载流子浓度受温度、辐射等因素影响较大所以场效应管比三极管的温度稳定性好。
5、场效应管在源极未与衬底连在一起时源极和漏极可以互换使用且特性变化不大而三极管的集电极与发射极互换使用时其特性差异很大b 值将减小很多。
6、场效应管的噪声系数很小在低噪声放大电路的输入级及要求信噪比较高的电路中要选用场效应管。
7、场效应管和普通晶体三极管均可组成各种放大电路和开关电路但是场效应管制造工艺简单并且又具有普通晶体三极管不能比拟的优秀特性在各种电路及应用中正逐步的取代普通晶体三极管目前的大规模和超大规模集成电路中已经广泛的采用场效应管。
8、输入阻抗高驱动功率小由于栅源之间是二氧化硅SiO2绝缘层栅源之间的直流电阻基本上就是SiO2绝缘电阻一般达100MΩ左右交流输入阻抗基本上就是输入电容的容抗。由于输入阻抗高对激励信号不会产生压降有电压就可以驱动所以驱动功率极小灵敏度高。一般的晶体三极管必需有基极电压Vb再产生基极电流Ib才能驱动集电极电流的产生。晶体三极管的驱动是需要功率的Vb×Ib。
9、开关速度快:MOSFET的开关速度和输入的容性特性的有很大关系由于输入容性特性的存在使开关的速度变慢但是在作为开关运用时可降低驱动电路内阻加快开关速度输入采用了后述的“灌流电路”驱动加快了容性的充放电的时间。MOSFET只靠多子导电不存在少子储存效应因而关断过程非常迅速开关时间在10—100ns之间工作频率可达100kHz以上普通的晶体三极管由于少数载流子的存储效应使开关总有滞后现象影响开关速度的提高目前采用MOS管的开关电源其工作频率可以轻易的做到100K/S150K/S,这对于普通的大功率晶体三极管来说是难以想象的。
10、无二次击穿由于普通的功率晶体三极管具有当温度上升就会导致集电极电流上升正的温度电流特性的现象而集电极电流的上升又会导致温度进一步的上升温度进一步的上升更进一步的导致集电极电流的上升这一恶性循环。而晶体三极管的耐压VCEO随管温度升高是逐步下降这就形成了管温继续上升、耐压继续下降最终导致晶体三极管的击穿这是一种导致电视机开关电源管和行输出管损坏率占95%的破环性的热电击穿现象也称为二次击穿现象。MOS管具有和普通晶体三极管相反的温度电流特性即当管温度或环境温度上升时沟道电流IDS反而下降。例如一只IDS10A的MOS FET开关管当VGS控制电压不变时在250C温度下IDS3A当芯片温度升高为1000C时IDS降低到2A这种因温度上升而导致沟道电流IDS下降的负温度电流特性使之不会产生恶性循环而热击穿。也就是MOS管没有二次击穿现象可见采用MOS管作为开关管其开关管的损坏率大幅度的降低近两年电视机开关电源采用MOS管代替过去的普通晶体三极管后开关管损坏率大大降低也是一个极好的证明。
11、MOS管导通后其导通特性呈纯阻性普通晶体三极管在饱和导通是几乎是直通有一个极低的压降称为饱和压降既然有一个压降那么也就是普通晶体三极管在饱和导通后等效是一个阻值极小的电阻但是这个等效的电阻是一个非线性的电阻电阻上的电压和流过的电流不能符合欧姆定律而MOS管作为开关管应用在饱和导通后也存在一个阻值极小的电阻但是这个电阻等效一个线性电阻其电阻的阻值和两端的电压降和流过的电流符合欧姆定律的关系电流大压降就大电流小压降就小导通后既然等效是一个线性元件线性元件就可以并联应用当这样两个电阻并联在一起就有一个自动电流平衡的作用所以MOS管在一个管子功率不够的时候可以多管并联应用且不必另外增加平衡措施非线性器件是不能直接并联应用的。 八、19个常用的5V转3.3V技巧
01 使用LDO稳压器 标准三端线性稳压器的压差通常是 2.0-3.0V。要把 5V 可靠地转换为 3.3V就不能使用它们。压差为几百个毫伏的低压降 Low Dropout LDO稳压器是此类应用的理想选择。图 1-1 是基本LDO 系统的框图标注了相应的电流。 从图中可以看出 LDO 由四个主要部分组成
导通晶体管带隙参考源运算放大器反馈电阻分压器 在选择 LDO 时重要的是要知道如何区分各种LDO。器件的静态电流、封装大小和型号是重要的器件参数。根据具体应用来确定各种参数将会得到最优的设计。 LDO的静态电流IQ是器件空载工作时器件的接地电流 IGND。IGND 是 LDO 用来进行稳压的电流。当IOUTIQ 时 LDO 的效率可用输出电压除以输入电压来近似地得到。然而轻载时必须将 IQ 计入效率计算中。具有较低 IQ 的 LDO 其轻载效率较高。轻载效率的提高对于 LDO 性能有负面影响。静态电流较高的 LDO 对于线路和负载的突然变化有更快的响应。
02 采用齐纳二极管的低成本方案 这里详细说明了一个采用齐纳二极管的低成本稳压器方案。 可以用齐纳二极管和电阻做成简单的低成本 3.3V稳压器如图 2-1 所示。在很多应用中该电路可以替代 LDO 稳压器并具成本效益。但是这种稳压器对负载敏感的程度要高于 LDO 稳压器。另外它的能效较低因为 R1 和 D1 始终有功耗。R1 限制流入D1 和 PICmicro MCU的电流从而使VDD 保持在允许范围内。由于流经齐纳二极管的电流变化时二极管的反向电压也将发生改变所以需要仔细考虑 R1 的值。 R1 的选择依据是在最大负载时——通常是在PICmicro MCU 运行且驱动其输出为高电平时——R1上的电压降要足够低从而使PICmicro MCU有足以维持工作所需的电压。同时在最小负载时——通常是 PICmicro MCU 复位时——VDD 不超过齐纳二极管的额定功率也不超过 PICmicro MCU的最大 VDD。
03 采用3个整流二极管的更低成本方案 图 3-1 详细说明了一个采用 3 个整流二极管的更低成本稳压器方案。 我们也可以把几个常规开关二极管串联起来用其正向压降来降低进入的 PICmicro MCU 的电压。这甚至比齐纳二极管稳压器的成本还要低。这种设计的电流消耗通常要比使用齐纳二极管的电路低。 所需二极管的数量根据所选用二极管的正向电压而变化。二极管 D1-D3 的电压降是流经这些二极管的电流的函数。连接 R1 是为了避免在负载最小时——通常是 PICmicro MCU 处于复位或休眠状态时——PICmicro MCU VDD 引脚上的电压超过PICmicro MCU 的最大 VDD 值。根据其他连接至VDD 的电路可以提高R1 的阻值甚至也可能完全不需要 R1。二极管 D1-D3 的选择依据是在最大负载时——通常是 PICmicro MCU 运行且驱动其输出为高电平时——D1-D3 上的电压降要足够低从而能够满足 PICmicro MCU 的最低 VDD 要求。
04 使用开关稳压器 如图 4-1 所示降压开关稳压器是一种基于电感的转换器用来把输入电压源降低至幅值较低的输出电压。输出稳压是通过控制 MOSFET Q1 的导通ON时间来实现的。由于 MOSFET 要么处于低阻状态要么处于高阻状态分别为 ON 和OFF因此高输入源电压能够高效率地转换成较低的输出电压。 当 Q1 在这两种状态期间时通过平衡电感的电压- 时间可以建立输入和输出电压之间的关系。 对于 MOSFET Q1有下式 在选择电感的值时使电感的最大峰 - 峰纹波电流等于最大负载电流的百分之十的电感值是个很好的初始选择。 在选择输出电容值时好的初值是使 LC 滤波器特性阻抗等于负载电阻。这样在满载工作期间如果突然卸掉负载电压过冲能处于可接受范围之内。 在选择二极管 D1 时应选择额定电流足够大的元件使之能够承受脉冲周期 IL放电期间的电感电流。 在连接两个工作电压不同的器件时必须要知道其各自的输出、输入阈值。知道阈值之后可根据应用的其他需求选择器件的连接方法。表 4-1 是本文档所使用的输出、输入阈值。在设计连接时请务必参考制造商的数据手册以获得实际的阈值电平。 05 3.3V→5V直接连接 将 3.3V 输出连接到 5V 输入最简单的方法是直接连接但直接连接需要满足以下 2 点要求
3.3V输出的 VOH 大于 5V 输入的 VIH3.3V输出的 VOL 小于 5V 输入的 VIL 能够使用这种方法的例子之一是将 3.3V LVCMOS输出连接到 5V TTL 输入。从表 4-1 中所给出的值可以清楚地看到上述要求均满足。
3.3V LVCMOS 的 VOH 3.0V大于5V TTL 的VIH 2.0V3.3V LVCMOS 的 VOL 0.5V小于 5V TTL 的VIL 0.8V 如果这两个要求得不到满足连接两个部分时就需要额外的电路。可能的解决方案请参阅技巧 6、7、 8 和 13。
06 使用MOSFET转换器 如果 5V 输入的 VIH 比 3.3V CMOS 器件的 VOH 要高则驱动任何这样的 5V 输入就需要额外的电路。图 6-1 所示为低成本的双元件解决方案。 在选择 R1 的阻值时需要考虑两个参数即输入的开关速度和 R1 上的电流消耗。当把输入从 0切换到 1 时需要计入因 R1 形成的 RC 时间常数而导致的输入上升时间、 5V 输入的输入容抗以及电路板上任何的杂散电容。输入开关速度可通过下式计算 由于输入容抗和电路板上的杂散电容是固定的提高输入开关速度的惟一途径是降低 R1 的阻值。而降低 R1 阻值以获取更短的开关时间却是以增大5V 输入为低电平时的电流消耗为代价的。通常切换到 0 要比切换到 1 的速度快得多因为 N 沟道 MOSFET 的导通电阻要远小于 R1。另外在选择 N 沟道 FET 时所选 FET 的VGS 应低于3.3V 输出的 VOH。 07 使用二极管补偿 表 7-1 列出了 5V CMOS 的输入电压阈值、 3.3VLVTTL 和 LVCMOS 的输出驱动电压。 从上表看出 5V CMOS 输入的高、低输入电压阈值均比 3.3V 输出的阈值高约一伏。因此即使来自 3.3V 系统的输出能够被补偿留给噪声或元件容差的余地也很小或者没有。我们需要的是能够补偿输出并加大高低输出电压差的电路。 输出电压规范确定后就已经假定高输出驱动的是输出和地之间的负载而低输出驱动的是 3.3V和输出之间的负载。如果高电压阈值的负载实际上是在输出和 3.3V 之间的话那么输出电压实际上要高得多因为拉高输出的机制是负载电阻而不是输出三极管。 如果我们设计一个二极管补偿电路 见图 7-1二极管 D1 的正向电压 典型值 0.7V将会使输出低电压上升在 5V CMOS 输入得到 1.1V 至1.2V 的低电压。它安全地处于 5V CMOS 输入的低输入电压阈值之下。输出高电压由上拉电阻和连至3.3V 电源的二极管 D2 确定。这使得输出高电压大约比 3.3V 电源高 0.7V也就是 4.0 到 4.1V很安全地在 5V CMOS 输入阈值 3.5V之上。 注为了使电路工作正常上拉电阻必须显著小于 5V CMOS 输入的输入电阻从而避免由于输入端电阻分压器效应而导致的输出电压下降。上拉电阻还必须足够大从而确保加载在 3.3V 输出上的电流在器件规范之内。
08 使用电压比较器 比较器的基本工作如下
反相 -输入电压大于同相 输入电压时比较器输出切换到 Vss。同相 输入端电压大于反相 -输入电压时比较器输出为高电平。 为了保持 3.3V 输出的极性 3.3V 输出必须连接到比较器的同相输入端。比较器的反相输入连接到由 R1 和 R2 确定的参考电压处如图 8-1 所示。 R1 和 R2 之比取决于输入信号的逻辑电平。对于3.3V 输出反相电压应该置于VOL 与VOH之间的中点电压。对于 LVCMOS 输出中点电压为 如果 R1 和 R2 的逻辑电平关系如下 若 R2 取值为 1K则 R1 为 1.8K。 经过适当连接后的运算放大器可以用作比较器以将 3.3V 输入信号转换为 5V 输出信号。这是利用了比较器的特性即根据 “反相”输入与 “同相”输入之间的压差幅值比较器迫使输出为高VDD或低 Vss电平。 注要使运算放大器在 5V 供电下正常工作输出必须具有轨到轨驱动能力。 09 直接连接 通常 5V 输出的 VOH 为 4.7 伏 VOL 为 0.4 伏而通常 3.3V LVCMOS 输入的 VIH 为 0.7 x VDD VIL为 0.2 x VDD。 当 5V 输出驱动为低时不会有问题因为 0.4 伏的输出小于 0.8 伏的输入阈值。当 5V 输出为高时 4.7 伏的 VOH 大于 2.1 伏 VIH所以我们可以直接把两个引脚相连不会有冲突前提是3.3V CMOS 输出能够耐受 5 伏电压。 如果 3.3V CMOS 输入不能耐受 5 伏电压则将出现问题因为超出了输入的最大电压规范。
10 使用二极管钳位 很多厂商都使用钳位二极管来保护器件的 I/O 引脚防止引脚上的电压超过最大允许电压规范。钳位二极管使引脚上的电压不会低于 Vss 超过一个二极管压降也不会高于 VDD 超过一个二极管压降。要使用钳位二极管来保护输入仍然要关注流经钳位二极管的电流。流经钳位二极管的电流应该始终比较小 在微安数量级上。 如果流经钳位二极管的电流过大就存在部件闭锁的危险。由于5V 输出的源电阻通常在 10Ω 左右因此仍需串联一个电阻限制流经钳位二极管的电流如图 10-1所示。使用串联电阻的后果是降低了输入开关的速度因为引脚 CL上构成了 RC 时间常数。 如果没有钳位二极管可以在电流中添加一个外部二极管如图 10-2 所示。 11 5V→3.3V有源钳位 使用二极管钳位有一个问题即它将向 3.3V 电源注入电流。在具有高电流 5V 输出且轻载 3.3V 电源轨的设计中这种电流注入可能会使 3.3V 电源电压超过 3.3V。 为了避免这个问题可以用一个三极管来替代三极管使过量的输出驱动电流流向地而不是 3.3V 电源。设计的电路如图 11-1 所示。 Q1的基极-发射极结所起的作用与二极管钳位电路中的二极管相同。区别在于发射极电流只有百分之几流出基极进入 3.3V 轨绝大部分电流都流向集电极再从集电极无害地流入地。基极电流与集电极电流之比由晶体管的电流增益决定通常为10-400取决于所使用的晶体管。
12 电阻分压器 可以使用简单的电阻分压器将 5V 器件的输出降低到适用于 3.3V 器件输入的电平。这种接口的等效电路如图 12-1 所示。 通常源电阻 RS 非常小 小于 10Ω如果选择的 R1 远大于RS 的话那么可以忽略 RS 对 R1 的影响。在接收端负载电阻 RL 非常大 大于500 kΩ如果选择的R2远小于RL的话那么可以忽略 RL 对 R2 的影响。 在功耗和瞬态时间之间存在取舍权衡。为了使接口电流的功耗需求最小串联电阻 R1 和 R2 应尽可能大。但是负载电容 由杂散电容 CS 和 3.3V 器件的输入电容 CL 合成可能会对输入信号的上升和下降时间产生不利影响。如果 R1 和 R2 过大上升和下降时间可能会过长而无法接受。 如果忽略 RS 和 RL 的影响则确定 R1 和 R2 的式子由下面的公式 12-1 给出。 公式 12-2 给出了确定上升和下降时间的公式。为便于电路分析使用戴维宁等效计算来确定外加电压 VA 和串联电阻R。戴维宁等效计算定义为开路电压除以短路电流。根据公式 12-2 所施加的限制对于图 12-1 所示电路确定的戴维宁等效电阻 R 应为 0.66*R1戴维宁等效电压 VA 应为0.66*VS。 例如假设有下列条件存在
杂散电容 30 pF负载电容 5 pF从 0.3V 至 3V 的最大上升时间 ≤ 1 μs外加源电压 Vs 5V 确定最大电阻的计算如公式 12-3 所示。 13 电平转换器 尽管电平转换可以分立地进行但通常使用集成解决方案较受欢迎。电平转换器的使用范围比较广泛有单向和双向配置、不同的电压转换和不同的速度供用户选择最佳的解决方案。 器件之间的板级通讯 例如 MCU 至外设通过 SPI 或 I2C™ 来进行这是最常见的。对于SPI使用单向电平转换器比较合适对于 I2C就需要使用双向解决方案。下面的图 13-1 显示了这两种解决方案。 3.3V 至 5V 接口的最后一项挑战是如何转换模拟信号使之跨越电源障碍。低电平信号可能不需要外部电路但在 3.3V 与 5V 之间传送信号的系统则会受到电源变化的影响。例如在 3.3V 系统中ADC转换1V峰值的模拟信号其分辨率要比5V系统中 ADC 转换的高这是因为在 3.3V ADC 中ADC 量程中更多的部分用于转换。但另一方面3.3V 系统中相对较高的信号幅值与系统较低的共模电压限制可能会发生冲突。 因此为了补偿上述差异可能需要某种接口电路。本节将讨论接口电路以帮助缓和信号在不同电源之间转换的问题。
14 模拟增益模块 从 3.3V 电源连接至 5V 时需要提升模拟电压。33 kΩ 和 17kΩ 电阻设定了运放的增益从而在两端均使用满量程。11 kΩ 电阻限制了流回 3.3V 电路的电流。 15 模拟补偿模块 该模块用于补偿 3.3V 转换到 5V 的模拟电压。下面是将 3.3V 电源供电的模拟电压转换为由 5V电源供电。右上方的 147 kΩ、 30.1 kΩ 电阻以及5V 电源等效于串联了 25 kΩ 电阻的 0.85V 电压源。 这个等效的 25 kΩ 电阻、三个 25 kΩ 电阻以及运放构成了增益为 1 V/V 的差动放大器。0.85V等效电压源将出现在输入端的任何信号向上平移相同的幅度以 3.3V/2 1.65V 为中心的信号将同时以 5.0V/2 2.50V 为中心。左上方的电阻限制了来自 5V 电路的电流。 16 有源模拟衰减器 此技巧使用运算放大器衰减从 5V 至 3.3V 系统的信号幅值。 要将 5V 模拟信号转换为 3.3V 模拟信号最简单的方法是使用 R1:R2 比值为 1.7:3.3 的电阻分压器。 然而这种方法存在一些问题
1衰减器可能会接至容性负载构成不期望得到的低通滤波器。2衰减器电路可能需要从高阻抗源驱动低阻抗负载。 无论是哪种情形都需要运算放大器用以缓冲信号。所需的运放电路是单位增益跟随器 见图 16-1。 电路输出电压与加在输入的电压相同。 为了把 5V 信号转换为较低的 3V 信号我们只要加上电阻衰减器即可。 如果电阻分压器位于单位增益跟随器之前那么将为 3.3V 电路提供最低的阻抗。此外运放可以从3.3V 供电这将节省一些功耗。如果选择的 X 非常大的话 5V 侧的功耗可以最大限度地减小。 如果衰减器位于单位增益跟随器之后那么对 5V源而言就有最高的阻抗。运放必须从 5V 供电3V 侧的阻抗将取决于 R1||R2 的值。
17 模拟限幅器 在将 5V 信号传送给 3.3V 系统时有时可以将衰减用作增益。如果期望的信号小于 5V那么把信号直接送入 3.3V ADC 将产生较大的转换值。当信号接近 5V 时就会出现危险。所以需要控制电压越限的方法同时不影响正常范围中的电压。 这里将讨论三种实现方法
使用二极管钳位过电压至 3.3V 供电系统。使用齐纳二极管把电压钳位至任何期望的电压限。使用带二极管的运算放大器进行精确钳位。 进行过电压钳位的最简单的方法与将 5V 数字信号连接至 3.3V 数字信号的简单方法完全相同。使用电阻和二极管使过量电流流入 3.3V 电源。选用的电阻值必须能够保护二极管和 3.3V 电源同时还不会对模拟性能造成负面影响。如果 3.3V 电源的阻抗太低那么这种类型的钳位可能致使3.3V 电源电压上升。即使 3.3V 电源有很好的低阻抗当二极管导通时以及在频率足够高的情况下当二极管没有导通时 由于有跨越二极管的寄生电容此类钳位都将使输入信号向 3.3V 电源施加噪声。 为了防止输入信号对电源造成影响或者为了使输入应对较大的瞬态电流时更为从容对前述方法稍加变化改用齐纳二极管。齐纳二极管的速度通常要比第一个电路中所使用的快速信号二极管慢。不过齐纳钳位一般来说更为结实钳位时不依赖于电源的特性参数。钳位的大小取决于流经二极管的电流。这由 R1 的值决定。如果 VIN 源的输出阻抗足够大的话也可不需要 R1。 如果需要不依赖于电源的更为精确的过电压钳位可以使用运放来得到精密二极管。电路如图 17-3所示。运放补偿了二极管的正向压降使得电压正好被钳位在运放的同相输入端电源电压上。如果运放是轨到轨的话可以用 3.3V 供电。 由于钳位是通过运放来进行的不会影响到电源。 运放不能改善低电压电路中出现的阻抗阻抗仍为R1 加上源电路阻抗。
18 驱动双极型晶体管 在驱动双极型晶体管时基极 “驱动”电流和正向电流增益 Β/hFE将决定晶体管将吸纳多少电流。如果晶体管被单片机 I/O 端口驱动使用端口电压和端口电流上限 典型值 20 mA来计算基极驱动电流。如果使用的是 3.3V 技术应改用阻值较小的基极电流限流电阻以确保有足够的基极驱动电流使晶体管饱和。 RBASE的值取决于单片机电源电压。公式18-1 说明了如何计算 RBASE。 如果将双极型晶体管用作开关开启或关闭由单片机 I/O 端口引脚控制的负载应使用最小的 hFE规范和裕度以确保器件完全饱和。 ▶ 3V 技术示例 ▶ 5V技术示例 对于这两个示例提高基极电流留出裕度是不错的做法。将 1mA 的基极电流驱动至 2 mA 能确保饱和但代价是提高了输入功耗。
19 驱动N沟道MOSFET晶体管 在选择与 3.3V 单片机配合使用的外部 N 沟道MOSFET 时一定要小心。MOSFET 栅极阈值电压表明了器件完全饱和的能力。 对于 3.3V 应用所选 MOSFET 的额定导通电阻应针对 3V 或更小的栅极驱动电压。例如对于具有 3.3V 驱动的100 mA负载额定漏极电流为250 μA的FET在栅极 - 源极施加 1V 电压时不一定能提供满意的结果。在从 5V 转换到 3V 技术时应仔细检查栅极- 源极阈值和导通电阻特性参数如图 19-1所示。稍微减少栅极驱动电压可以显著减小漏电流。 对于 MOSFET低阈值器件较为常见其漏源电压额定值低于 30V。漏源额定电压大于 30V的 MOSFET通常具有更高的阈值电压 VT。 如表 19-1 所示此 30V N 沟道 MOSFET 开关的阈值电压是 0.6V。栅极施加 2.8V 的电压时此MOSFET 的额定电阻是 35 mΩ因此它非常适用于 3.3V 应用。 对于 IRF7201 数据手册中的规范栅极阈值电压最小值规定为 1.0V。这并不意味着器件可以用来在1.0V 栅 - 源电压时开关电流因为对于低于 4.5V 的VGS th没有说明规范。对于需要低开关电阻的 3.3V 驱动的应用不建议使用 IRF7201但它可以用于 5V 驱动应用。 九、xxx 十、xxx 十一、xxx
